вход Вход Регистрация



Как показано выше, использование амплитудного регулирования выходного напряжения АИН требует применения соответствующего регулятора, установленная мощность которого, как правило, близка к



установленной мощности инвертора. В то же время, наличие полностью управляемых силовых ключей в схеме АИН дает возможность совместить функции формирования кривой выходного напряжения и регулирования его величины. Такое совмещение возможно при использовании широтно-импульсных методов регулирования выходного напряжения инвертора. В настоящее время большая часть широтно-импульсных методов регулирования может быть сгруппирована по следующим видам:

· широтно-импульсное регулирование на основной частоте;

· широтно-импульсное регулирование на несущей частоте;

· широтно-импульсная модуляция;

· амплитудно-импульсная модуляция.

Широтно-импульсное регулирование на основной частоте осуществляется путем изменения длительности полуволны выходного напряжения. Такое регулирование при активном характере нагрузки возможно в любой схеме АИН при симметричном управлении всеми силовыми ключами инвертора. На рисунке 3.4 показаны развертки управляющих сигналов и кривая выходного напряжения однофазного полумостового инвертора при чисто активной нагрузке, применительно к схеме, представленной на рисунке 1.3. В данном случае, изменение длительности полуволны выходного напряжения осуществляется за счет регулирования величины задержки при включении следующего силового транзистора. Очевидно, что тот же эффект можно получить и при сокращении длительности полуволны за счет перемещения заднего фронта импульса управления. Изменение длительности полуволны приводит к изменению действующего значения выходного напряжения инвертора.

Большая часть реальных нагрузок имеет активно-индуктивный характер. В этом случае, простейший алгоритм, описанный выше, работает плохо, так как наличие индуктивности приводит к искажению кривой выходного напряжения. Действительно, как показано на развертках на рисунке 3.5, при выключении силового транзистора VT2 ток, запасенный в индуктивности нагрузки, замыкается через обратный диод VD1, подключенный к другой половине источника питания. В результате, в течение времени, необходимого для спада тока нагрузки, на сопротивлении нагрузки формируется импульс противоположной полярности, длительность которого определяется параметрами нагрузки. В частности, если задержка включения силового транзистора меньше, чем длительность спада этого тока, то регулирование величины выходного напряжения вообще невозможно.

Формирование кривой выходного напряжения инвертора не зависящей от параметров нагрузки возможно в однофазной мостовой схеме АИН при несимметричном управлении силовыми ключами. Соответствующая схема инвертора представлена на рисунке 3.6, а на рисунке 3.7 показаны развертки токов и напряжений в этой схеме.

Принцип действия схемы заключается в том, что транзисторы одной вертикали моста имеют длительности включенного состояния равные 180 эл. градусов (на рисунке 3.6 это транзисторы VT1 и VT4), в то время как длительность включенного состояния транзисторов другой вертикали моста регулируется. Например, для формирования положительного импульса выходного напряжения включаются транзисторы VT1 и VT2, при этом ток нагрузки нарастает в положительном направлении. Если транзистор VT2 выключить в какой-то момент , то за счет эдс самоиндукции индуктивности нагрузки включается обратный диод VD3 и ток нагрузки замыкается по контуру, состоящему из транзистора VT1 и диода VD3. При этом зажимы нагрузки замыкаются, практически, накоротко, а ток нагрузки спадает по экспоненте с постоянной времени, определяемой параметрами нагрузки. Если индуктивность нагрузки относительно невелика и ток нагрузки спадает до нуля до момента включения следующей пары силовых транзисторов, то после исчезновения тока напряжение на нагрузке остается равным нулю. При формировании отрицательной полуволны транзистор VT4 остается включенным в течение 180 эл. градусов, а транзистор VT3 выключается раньше. При этом также образуется короткозамкнутый контур, содержащий транзистор VT4 и диод VD2. Таким образом, длительность импульса напряжения, формируемого на нагрузке, не зависит от величин индуктивности и активного сопротивления нагрузки, а определяется только длительностью импульса управления транзистора, который используется для регулирования величины выходного напряжения.

Особенностью алгоритма управления в данном случае является то, что изменения длительности включенного состояния силовых транзисторов, используемых для регулирования выходного напряжения (в нашем случае это транзисторы VT2, VT3), возможно только за счет изменения момента выключения, а моменты включения



транзисторов, создающих контур тока (например, VT1 и VT2) должны совпадать.

Для регулирования действующего значения выходного напряжения трехфазного мостового АИН (без нулевого провода) можно использовать алгоритм, описанный в [1]. Основная идея этого алгоритма заключается в том, что для формирования пауз в кривых фазных напряжений в сигнале управления каждого силового ключа формируется соответствующая пауза, размещенная во времени в середине рабочей зоны силового ключа. Рассмотрим этот алгоритм более подробно применительно к схеме инвертора, показанной на рисунке 2.7. Положительная полуволна напряжения фазы А формируется при включенном состоянии транзистора VT4. Причем максимальная величина этого напряжения достигается при состоянии схемы, соответствующем интервалу номер 2 (см. рисунок 2.9), когда в верхней группе ключей включен только один транзистор VT4, а в нижней группе включены транзисторы VT3 и VT5. Если на этом интервале выключить транзистор VT4, то за счет эдс самоиндукции индуктивностей нагрузки включается обратный диод VD1 и все три фазы нагрузки замыкаются на нижнюю шину моста: фаза А через диод VD1, фазы В и С через транзисторы VT3 и VT5, соответственно. При этом в течение выключенного состояния транзистора VT4 на всех трех фазах нагрузки напряжения равны нулю. При включении транзистора VT4 диод VD1 выключается и на сопротивлениях нагрузки восстанавливаются нормальные напряжения. Аналогичные процессы имеют место и на интервале номер 3, если в середине этого интервала выключить транзистор VT5, с той лишь разницей, что все три фазы нагрузки замыкаются на верхнюю шину моста через обратный диод VD2. Развертки сигналов управления и кривых фазного напряжения представлены на рисунке 3.8. На верхних шести развертках показаны сигналы, подаваемые на базы силовых транзисторов, которые пронумерованы в соответствии с очередностью их работы. В середине каждого импульса управления формируется нулевая пауза, имеющая длительность , величина которой может регулироваться в диапазоне от нуля до 60 эл. градусов. При этом на каждой полочке фазного напряжения тоже образуется нулевая пауза, имеющая длительность эл. градусов. Соответствующие паузы существуют и в кривых линейных напряжений (вторая развертка снизу на рисунке 3.8). Поскольку в течение паузы все три фазы нагрузки замкнуты друг на друга, то



бестоковые паузы формируются и в кривой входного тока (нижняя развертка на рисунке 3.8).

Основным достоинством описанного выше метода является то, что регулирование величины выходного напряжения мало влияет на уровень потерь в схеме. Действительно, в однофазных схемах регулирование вообще не приводит к изменению количества коммутаций силовых ключей за период повторяемости, а в трехфазной схеме в каждой полуволне добавляется лишь две коммутации. Таким образом, в этом случае можно обеспечить сравнительно высокий кпд преобразователя даже на относительно высоких частотах, когда работа преобразователя сопровождается быстрым ростом коммутационных потерь в силовых ключах.

 

© 2018
  • Сайт "Литературка"
  • мы собираем различную техническую, образовательную, научную литратуру