вход Вход Регистрация



Существенным недостатком описанного выше метода является зависимость формы кривой выходного напряжения от глубины регулирования. Очевидно, что с ростом нулевой паузы содержание первой гармоники в кривой выходного напряжения снижается, а содержание высших гармоник растет.

Поэтому метод широтно-импульсного регулирования на основной частоте эффективен при относительно высоких частотах выходного напряжения и для нагрузок малочувствительных к гармоническому составу приложенного напряжения.

Существенное улучшение спектрального состава выходного напряжения, особенно низкочастотной его части, обеспечивается при переходе на метод широтно-импульсного регулирования на несущей частоте. Сущность этого метода заключается в том, что в течение одной полуволны выходного напряжения, формируется несколько импульсов напряжения, следующих с более высокой частотой, которая называется несущей. При этом в нагрузке обычно формируется серия однополярных импульсов, следующих с несущей частотой. Формирование такого напряжение возможно в однофазной мостовой схеме АИН, если транзисторы одной вертикали моста переключаются с основной частотой, а транзисторы второй вертикали переключаются с несущей частотой. Соответствующие развертки сигналов, применительно к схеме, показанной на рисунке 3.6, представлены на рисунке 3.9. Формирование импульсов управления транзисторами VT2 и VT3 осуществляется за счет сравнения


постоянного (точнее, медленно меняющегося) управляющего напряжения с высокочастотным опорным напряжением пилообразной формы , как показано на рисунке 3.9(а). Полярность выходного напряжения определяется низкочастотными селекторными импульсами, подаваемыми на базы транзисторов VT1 и VT4. Одно из таких управляющих напряжений , подаваемых на базу транзистора VT1, показано на рисунке 3.9.(б). Соответственно, на следующей развертке показаны импульсы управления, подаваемые на базу транзистора VT2. При одновременном включении транзисторов VT1 и VT2 на нагрузке формируется импульс напряжения положительной полярности, длительность которого определяется длительностью включенного состояния транзистора VT2, то есть соотношением между величиной управляющего напряжения и амплитудой опорного напряжения . При выключении транзистора VT2, включается обратный диод VD3, нагрузка замыкается на нижнюю шину моста, а напряжение на нагрузке падает до нуля. При этом, как видно из развертки, показанной на рисунке 3.9(д), входной ток инвертора тоже спадает до нуля. Таким образом, каждая полуволна выходного напряжения состоит из серии однополярных импульсов, имеющих период равной периоду несущей частоты, задаваемому частотой опорного напряжения. Как видно из приведенных кривых, длительность этих импульсов, подаваемых на интервалах и отличаются. Это связано с тем, что для сохранения независимости формы выходного напряжения от параметров нагрузки, при выключении транзистор VT2 надо включить транзистор VT3, и наоборот. Это требование можно объяснить, если проанализировать электромагнитные процессы в схеме на участке, соответствующем смене полярности выходного напряжения. На развертках, показанных на рисунке 3.9(г) видно, что после смены полярности выходного напряжения ток нагрузки некоторое время сохраняет прежнюю полярность. То есть после выключения транзистора VT2 ток нагрузки замыкается через обратный диод VD3 и вступивший в работу транзистор VT4. На этом участке длительность отрицательного импульса, приложенного к нагрузке, не зависит от состояния транзистора VT3, так как ток течет через встречновключенный обратный диод VD3. Следовательно, нулевая пауза, необходимая для сохранения формы выходного напряжения, может быть организована лишь при включении ранее работавшего транзистора VT2. Таким образом, длительности включенного состояния двух транзисторов, участвующих в высокочастотной коммутации, в сумме должны быть примерно равны периоду несущей частоты (с точностью до коротких пауз, необходимых для предотвращения сквозных токов по вертикали моста в моменты коммутации транзисторов).

При постоянной величине управляющего напряжения среднее значение выходного напряжения за период несущей частоты остается тоже постоянной величиной. Величины этих средних значений для каждого периода несущей частоты можно описать решетчатой функцией, представляющей собой совокупность ординат, следующих друг за другом с несущей частотой и имеющих амплитуды равные средним значениям выходного напряжения за каждый период несущей частоты. Если эти ординаты соединить плавной кривой, то получится некоторая функция, которая называется гладкой составляющей выходного напряжения. При изменении величины управляющего напряжения изменяется и величина гладкой составляющей.

В нашем случае, при постоянном управляющем напряжении гладкая составляющая выходного напряжения имеет прямоугольную форму. Нетрудно видеть, что амплитуда гладкой составляющей определяется соотношением:

(3.6)

где - длительность включенного состояния транзистора;

- период повторяемости несущей частоты;

- коэффициент заполнения по несущей частоте.

Понятие гладкой составляющей хорошо "работает" при высокой кратности несущей и основной частот. В этом случае, с достаточной для практики точностью, спектр выходного напряжения можно разделить на низкочастотные гармоники, на которые можно разложить гладкую составляющую выходного напряжения, и на высокочастотные гармоники, определяемые несущей частотой.

При широтно-импульсном регулировании на несущей частоте, соотношение между низкочастотными гармониками выходного напряжения определяется формой гладкой составляющей и мало зависит от глубины регулирования.

Содержание высокочастотных составляющих в кривой выходного напряжения определяется спектральным составом сигнала, являющегося разностью между мгновенным значением выходного напряжения и его гладкой составляющей. Известно [9], что при широтно-импульсном регулировании амплитуда первой гармоники несущей частоты имеет максимальную величину при . В этом случае, амплитуда гладкой составляющей равна и амплитуда переменной составляющей выходного напряжения тоже равна . Соответственно, амплитуда первой гармоники гладкой составляющей выходного напряжения (то есть полезного напряжения) и амплитуда высокочастотной составляющий (то есть высокочастотных пульсаций, создаваемых несущей частотой) равны и определяются соотношением:

; (3.7)

где - амплитуда первой гармоники гладкой составляющей выходного напряжения;

- амплитуда первой гармоники пульсаций выходного напряжения.

Таким образом, амплитуды полезного сигнала и высокочастотных пульсаций в кривой выходного напряжения соизмеримы и подавление гармоник, кратных несущей частоте, в общем случае (например, при необходимости регулировать основную частоту в заданном диапазоне) может представлять собой достаточно сложную задачу.

Получение гладкой составляющей прямоугольной формы в полумостовой схеме возможно только при, так называемой двуполярной модуляции, поскольку обычная полумостовая схема АИН не позволяет сформировать серию однополярных импульсов. Действительно, при активно-индуктивной нагрузке выключение одного из силовых транзисторов вызывает включение обратного диода в другом плече схемы, что приводит к изменению полярности напряжения на нагрузке. Методы формирования гладкой составляющей в полумостовой схеме, а также схемные варианты, позволяющие реализовать однополярную модуляцию, рассмотрены в разделе 4.

Широтно-импульсное регулирование выходного напряжения на несущей частоте в трехфазной мостовой схеме АИН без нулевого провода можно реализовать, если применить многократное формирование нулевых пауз, как было описано выше. Подробное описание соответствующего алгоритма приведено в [1]. Гладкая составляющая фазного выходного напряжения в этом случае имеет двухступенчатую форму и не содержит гармоник кратных трем.

Для схем трехфазных АИН с нулевым проводом, фактически состоящих из трех однофазных инверторов, могут быть применены методы регулирования выходного напряжения, описанные выше для однофазных инверторов.

© 2018
  • Сайт "Литературка"
  • мы собираем различную техническую, образовательную, научную литратуру