вход Вход Регистрация



С помощью дополнительных коммутаций, форма выходного напряжения инвертора может быть изменена таким образом, чтобы добиться подавления одной или нескольких высших гармоник. Этот метод известен в литературе [1] под названием метода избирательного подавления гармонических составляющих. Например, кривая линейного напряжения трехфазного мостового инвертора, показанная на рисунке 4.5(а), имеющая длительность импульса 120 эл. градусов не содержит гармоник кратных трем. Этот эффект можно объяснить наличием дополнительной (по сравнению с обычной кривой прямоугольной формы) коммутацией, формирующей в кривой выходного напряжения "нулевую" полочку. Формальный механизм подавления третьей гармоники можно рассматривать исходя из определения коэффициента ряда Фурье, который пропорционален интегралу от произведения разлагаемой функции на единичную синусоиду (или косинусоиду). На рисунке 4.5(а) штриховкой показаны ординаты этого произведения, а, соответственно, заштрихованные площадки под синусоидой тройной частоты равны величине интеграла от этого произведения и, следовательно, пропорциональны величине коэффициента Фурье при синусном члене ряда тройной частоты, то есть, пропорциональны амплитуде третьей гармоники. Поскольку положительные и отрицательные площадки под кривой равны, то и амплитуда третьей гармоники выходного напряжения тоже равна нулю. Если бы кривая выходного напряжения не имела нулевой полочки, или длительность этой полочки была бы не равна 60 эл. градусов (в одном полупериоде существуют два нулевых интервала по 30 эл. градусов), то равенство

нулю заштрихованных площадок под синусоидой было бы нарушено, и в кривой выходного напряжения появилась бы третья гармоника, что и имеет место при обычной прямоугольной форме напряжения.

Реализация этого метода без дополнительных аппаратных затрат в однофазном инверторе возможна в однофазной мостовой схеме, при условии, что длительность нулевой полочки эл. градусов. Что же касается полумостового варианта схемы, то, поскольку в этой схеме формирование однополярных импульсов невозможно, для подавления третьей гармоники можно использовать алгоритм, показанный на рисунке 4.5(б).

В этом случае, в кривой выходного напряжения формируются две симметричных паузы, каждая из которых реализуется с помощью двух дополнительных коммутаций. Если выполняется условие эл. градусов, то внутренний импульс напряжения не имеет третьей гармоники так же, как и в предыдущем случае. Для компенсации третьей гармоники, формируемой на боковых интервалах, необходимо выполнение следующего условия:

(4.3)

Нетрудно убедиться, что равенство (4.3) выполняется при эл. градусов. Как указано в [1], при наличии двух дополнительных коммутаций (расположенных симметрично в начале и в конце каждой полуволны) можно обеспечить подавление двух гармоник, например, если градуса, а градуса, то в кривой выходного напряжения отсутствуют третья и пятая гармоники, а при градуса и градуса – пятая и седьмая. Очевидно, что возможны и более сложные алгоритмы, обеспечивающие подавление большего числа гармоник.

Формирование однополярных импульсов напряжения (в частности, не содержащих третьей гармоники) в однофазной полумостовой схеме АИН возможно за счет усложнения силовой схемы и применения соответствующего алгоритма управления силовыми ключами. Такая схема называется трехуровневым инвертором [2, 4]. Принципиальная схема трехуровневого инвертора представлена на рис. 4.6. По сравнению с обычной полумостовой схемой инвертора, элементами которой являются два силовых
транзистора VT2, VT3 и два обратных диода VD1, VD2, в схеме трехуровневого инвертора содержится два вспомогательных

транзистора VT1, VT4 и два шунтирующих диода VD3, VD4. Временные развертки управляющих сигналов показаны на рис. 4.7.

Предположим, что при одновременно включаются транзисторы VT1, VT2 и к нагрузке прикладывается напряжение верхней половины источника питания. При этом электромагнитные процессы в схеме аналогичны процессам в обычной полумостовой схеме инвертора. Если в некоторый момент < выключить транзистор VT1, то под воздействием эдс самоиндукции индуктивности нагрузки, открывается шунтирующий диод VD3 ицепь нагрузки замыкается (практически накоротко) через этот диод и остающийся включенным транзистор VT2. При этом напряжение нагрузки падает до уровня, определяемого суммой прямого падения напряжения на шунтирующем диоде и остаточного напряжения силового транзистора. В момент времени транзистор VT2 выключается. Соответственно, выключается и шунтирующий диод VD3, а ток нагрузки переходит на обратный диод VD2, как в обычной полумостовой схеме. Далее должны быть включены два силовых транзистора VT3, VT4 и все процессы в схеме повторяются с обратной полярностью напряжения на нагрузке. Развертки процессов в схеме показаны на рис. 4.8.

Таким образом, при выключении вспомогательных транзисторов в напряжении нагрузки формируется "нулевая" полочка, длительность которой определяется углом опережения выключения вспомогательных транзисторов:

(4.4)

Как видно из разверток, показанных на рис. 4.8(а), спектральный состав выходного напряжения зависит от угла опережения В частности, при эл. градусов (или эл. градусов) в кривой выходного напряжения подавляются третья гармоника, а также высшие гармоники с номерами кратными трем.

Основные соотношения для описываемой схемы могут быть получены на основе анализа временных диаграмм. Действующее значение выходного напряжения, определяется длительностью


формируемого импульса:

(4.5)

В частности, при что необходимо для подавления третьей гармоники выходного напряжения, действующее значение выходного напряжения равно:

(4.6)

Спектральный состав выходного напряжения описывается следующим рядом Фурье [6]:

. (4.7)

В частности, при , как следует из (4.7), в спектре выходного напряжения исчезают гармоники кратные трем. При этом амплитуда первой гармоники выходного напряжения:

(4.8)

и, соответственно, ее действующее значение:

(4.9)

Достоинством рассматриваемой схемы является то, что при выключении силовых транзисторов напряжение на них не превышает величины .

Для расчета средних и действующих значений токов силовых приборов удобно сделать допущение о синусоидальности тока нагрузки. Как показано на рисунке 4.8(а), первая гармоника выходного напряжения сдвинута по отношению к началу координат на угол . Соответственно, первая гармоника тока нагрузки отстает от первой гармоники выходного напряжения на угол . Таким образом, ток нагрузки описывается следующим уравнением:

, (4.10)

где - амплитуда первой гармоники тока нагрузки;

- угол сдвига первой гармоники тока нагрузки;


- угол выключения регулирующего транзистора.

Тогда, в соответствии с развертками, показанными на рисунке 4.8(д), среднее значение тока коллектора вспомогательного транзистора VT1 можно определить следующим образом:

. (4.11)

Соответственно, уравнение для среднего значения тока коллектора транзистора VT2 (рисунок 4.8(е)) отличается лишь пределами интегрирования:

. (4.12)

Уравнение (4.11) справедливо при условии . Если фазовый угол тока нагрузки меньше половины угла опережения, то исходное допущение о синусоидальности этого тока становится слишком грубым и погрешность расчета среднего значения тока коллектора увеличивается. Более того, моделирование показывает, что при описанном выше алгоритме управления, для сохранения формы выходного напряжения инвертора необходимо, чтобы фазовый сдвиг тока нагрузки лежал в пределах от до , т.е. момент перехода тока нагрузки через нуль должен лежать в пределах длительности включенного состояния вспомогательного транзистора. Это условие автоматически выполняется при пассивной активно-индуктивной нагрузке. Если же нагрузка представляет собой машину переменного тока, то фаза тока нагрузки может изменяться в более широких пределах и форма выходного напряжения может искажаться.

Часто для расчета основных потерь в силовых приборах (диодах, тиристорах, IGBT) используется эквивалентная схема, основанная на кусочно-линейной аппроксимации вольтамперной характеристики [10]. В этом случае, для выполнения расчета, кроме среднего значения тока, необходимо знать его коэффициент формы, или действующее значение этого тока. Действующее значение тока коллектора вспомогательного транзистора можно найти по определе-

 


 

нию, т.е как средне квадратичную величину тока :

 

. (4.13)

 

В частности, при получим:

. (4.14)

 

Аналогично, для действующего значения тока коллектора основного транзистор будем иметь:

 

. (4.15)

И, соответственно, при , имеем:

(4.16)

 

Среднее значение анодного тока обратного диода:

(4.17)

 

и, соответственно, его действующее значение:

. (4.18)

Как видно из соотношений (4.17) и (4.18), обратные диоды в этой схеме мало нагружены, а при их анодный ток вообще спадает до нуля.

Аналогично, среднее значение анодного тока шунтирующего диода определяется следующим соотношением:

(4.19)

что при дает:

(4.20)

Соответственно, действующее значение анодного тока шунтирующего транзистора:

, (4.21)

что при дает:

(4.22)

Полученные соотношения для средних и действующих значений диодов справедливы при выполнении указанного выше условия для фазового сдвига тока нагрузки: .

 

© 2018
  • Сайт "Литературка"
  • мы собираем различную техническую, образовательную, научную литратуру