вход Вход Регистрация



Однополярная модуляция может быть реализована с помощью однофазной мостовой схемы АИН. Алгоритм управления силовыми приборами при однополярной ШИМ показан на рис.4.14(б-е). Этот алгоритм отличается от описанного в разделе 3.5 только тем, что коэффициент заполнения кривой выходного напряжения не остается постоянным, а в течение одной полуволны изменяется по синусоидальному закону.

При однополярной модуляции, в течение одной полуволны, выходное напряжение инвертора содержит импульсы лишь одной полярности. Следовательно, мгновенное значение гладкой составляющей, равное среднему значению выходного напряжения на -том периоде несущей частоты, определяется текущей величиной коэффициента заполнения:

. (4.38)

Соответственно, гладкая составляющая выходного напряжения на интервале << изменяется в соответствии с законом модуляции:

, (4.39)


где - безразмерное время в масштабе модулирующего сигнала.

Приравняв (4.38) и (4.39), и решив их относительно , получим:

, (4.40)

где - коэффициент модуляции.

В соответствии с (4.40), как показано на рис. 4.13(в) формируются сигналы управления на интервале << для силового транзистора VT2, и сигналы управления на интервале << для силового транзистора VT3.

В этом случае обеспечивается формирование синусоидальной формы гладкой составляющей выходного напряжения в те моменты времени, когда полярность мгновенного тока нагрузки совпадает с полярностью модулирующего сигнала. При активно-индуктивном характере нагрузки, как показано на рис. 4.14(ж), ток нагрузки отстает по фазе от напряжения на угол . Соответственно, полярность тока нагрузки совпадает с полярностью гладкой составляющей выходного напряжения только на интервале <<, и при включении транзистора VT2 на этом интервале ток нагрузки протекает через цепь коллектора этого транзистора (см. рис. 4.14(и)). При выключении транзистора VT2 ток нагрузки замыкается через транзистор VT1 и обратный диод VD3, что приводит к короткому замыканию цепи нагрузки и формированию нулевой площадки. Таким образом, переключение транзистора VT2 обеспечивает реализацию закона модуляции на интервале <<.

После окончания формирования положительной полуволны выходного напряжения, при , происходит выключение транзистора VT1 и включение транзистора VT4. Поскольку величина и направление тока нагрузки не могут измениться мгновенно, то после выключения транзистора VT1 ток нагрузки переходит на обратный диод VD4 и может замыкаться или через другой обратный диод VD3 (если транзистор VT2 выключен) или через транзистор VT2. Если ток нагрузки замыкается через два обратных диода, то к нагрузке приложено напряжение с отрицательной полярностью. Если же включен транзистор VT2, то нагрузка замыкается, практически, накоротко через диод VD4 и транзистор VT2, и на нагрузке формируется нулевая полочка. Таким образом, после переключения полярности выходного напряжения функция транзистора VT2 изменяется и, как видно на развертках, представленных на рис. 4.14(ж), для сохранения синусоидальной формы гладкой составляющей выходного напряжения, длительности включенного состояния этого транзистора должны соответствовать следующему соотношению:

. (4.41)

Соответственно, транзистор VT3 на интервале << управляется по (4.41), а на интервале << по (4.40). Развертки управляющих сигналов VT2 и VT3 показаны на рис. 4.14(в) и (г), соответственно.

Таким образом, ток коллектора модулирующего транзистора, например VT2, содержит две составляющих: первая составляющая формируется на интервале << и состоит из импульсов тока, амплитуды которых определяются током нагрузки, а длительности – уравнением (4.40); вторая составляющая формируется на интервале << и состоит из импульсов тока, амплитуды которых тоже определяются током нагрузки, а длительности уравнением (4.41). Тогда, полагая кратность несущей частоты достаточно большой, для среднего значения первой составляющей можем записать:

. (4.42)

Соответственно, для второй составляющей будем иметь:

. (4.43)

Знак "плюс" во второй скобке в подинтегральной функции, объясняется тем, что синус при > становится отрицательной величиной, но на самом деле при однополярной модуляции модулирующий сигнал всегда положителен. Кроме того, очевидно, что коэффициент заполнения кривой тока не может быть больше единицы.

Просуммировав выражения (4.42) и (4.43) нетрудно получить выражение для среднего значения тока коллектора модулирующего транзистора:

. (4.44)

Токи обратных диодов, включенных параллельно модулирующим транзисторам, являются разностью между мгновенным значением тока нагрузки и мгновенным значением тока коллектора соответствующего транзистора. Поэтому длительности импульсов анодного тока диода VD3 на интервале << определяется уравнением (4.41), а на интервале <<, соответственно, уравнением (4.40). Тогда можем записать:

. (4.45)

Соответственно, для второй составляющей:

. (4.46)

Просуммировав (4.45) и (4.46) получим:

. (4.47)

Изложенные соображения можно использовать и для расчета действующих значений токов силовых приборов. В частности, действующее значение тока коллектора модулирующего транзистора:

. (4.48)

Соответственно, действующее значение анодного тока обратного диода, шунтирующего модулирующий транзистор:

. (4.49)

Как видно на развертках, показанных на рис. 4.14(з), кривые токов коллектора переключающего транзистора и анодного тока обратного диода, включенного встречно-параллельно ему, совпадают с кривыми токов в обычном однофазном мостовом АИН, процессы в

котором описаны в разделе 1. Таким образом, среднее значение коллекторного тока переключающего транзистора:

, (4.50)

а, также, среднее значение анодного тока обратного диода:

. (4.51)

Соответственно, для действующих значений можем записать:

, (4.52)

 

, 4.53)

Полученные соотношения позволяют выполнить инженерный расчет статических потерь в основных силовых полупроводниковых приборах.

Кривая входного тока, показанная на рис. 4.14(л), имеет достаточно сложную форму, поскольку при однополярной модуляции на каждом периоде несущей частоты существует интервал, когда нагрузка замкнута накоротко через переключающий транзистор и один из обратных диодов, шунтирующих модулирующий транзистор. На этих интервалах входной ток равен нулю, независимо от фазового угла тока нагрузки. Для расчета среднего значения входного тока проще всего воспользоваться условием баланса активной мощности на входе и на выходе инвертора:

. (4.54)

Отсюда получим:

, (4.55)

где - действующее значение тока нагрузки.

При выборе параметров входного фильтра основное значение имеет низкочастотная составляющая, которая имеет частоту первой гармоники равную двойной частоте модулирующего сигнала. Амплитуду же этой составлящей можно определить, если воспользоваться представлением о том, что кривая входного тока тоже имеет гладкую составляющую, среднее значение которой определяется соотношением (4.55). Тогда амплитуда первой гармоники пульсаций (низкочастотных) можно найти по (1.15), как в обычном инверторе:

. (4.56)

В принципе, для выбора параметров входного фильтра желательна оценка и высших гармоник, содержащихся в кривой входного тока, однако точный расчет спектра входного тока АИН с ШИМ представляет собой достаточно сложную задачу.

 

© 2018
  • Сайт "Литературка"
  • мы собираем различную техническую, образовательную, научную литратуру