вход Вход Регистрация



Операційним підсилювачем (ОП) називається підсилювач постійного струму з великим коефіцієнтом підсилення, який виготовляється у вигляді інтегральної мікросхеми і має два входи і один вихід (рис.3).

Рис. 3. Умовне позначення ОП

 

ОП мають великий коефіцієнт підсилення, тому застосовуючи різні види та комбінації зворотного зв’язку (ЗЗ), можна отримати пристрої із заданими характеристиками.

Інвертуючий підсилювач (рис. 4). Якщо ОП охопити від’ємним паралельним ЗЗ за напругою, то отриманий таким чином підсилювач матиме коефіцієнт підсилення

Кп= -R3/ R1 .PACK5111.jpg

Рис.5. Неінвертуючий ОП
Рис.4. Інвертуючий ОП
PACK5111.jpg

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Знак мінус показує, що підсилювач змінює на протилежну полярність вихідної напруги відносно вхідної.

Неінвертуючий підсилювач (рис. 5). Якщо ОП охопити від’ємним послідовним зворотним зв’язком за напругою, то отриманий таким чином підсилювач не змінює полярність і фазу підсилювального сигналу. Коефіцієнт підсилення дорівнює

Кп = 1+R3/ R1.

У суматорі (рис. 6) вихідний сигнал UВИХ пов’язаний з вхідними сигналами UВХ1 , UВХ2 , …, UВХn залежністю Кп =R0 / R1 x UВХ1 + R0 / R2x UВХ2 +… + R0 / Rn x UВХn .

На основі ОП можна побудувати майже ідеальні інтегратори (рис. 7). В інтеграторі вихідна напруга Uвих пов'язана з вхідною напругою Uвх наступними співвідношеннями:

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 


Диференціатори знаходять застосування як масштабуючі перетворювачі для датчиків з малим вихідним сигналом в умовах сильних промислових перешкод, наприклад, термопар, датчиків місткостей, датчиків біострумів і т.п. Проста схема диференціатора зображена на рис. 8.

Для схеми диференціатора вихідна напруга Uвих пропорційна швидкості зміни вхідного сигналу і обчислюється по формулі:

 


5. Цифрові інтегральні схеми

Цифрові ІС являють собою ключі, що мають m≥1 входів та n≥1 виходів (рис.9,а), які можуть бути вироблені на напівпровідникових діодах, біполярних або МДП транзисторах або на їх поєднаннях.

Рис. 9. а) з одним входом та одним виходом; б) з двома входами та виходами (диференціальний); в) з двома входами та одним виходом (операційний)

 

Реалі­зація логі­чних (перемикаючих) функцій, що зазвичай задаються у вигляді таблиці, що складається з вхідних та вихідних змінних, здійснюється логічними ІС, умовні позначення яких приведені на рис.9 (б-г). Логічна схема на основі ключа (транзистор з ОЕ) з одним входом m=1 та одним виходом n=1 може реалізовувати пе­ремикаючу функцію тільки з двома можливими значеннями у =х та у = х (не х). Останню називають логічною операцією НІ (інверсія) (рис.9,б.) При відсутності сигналу на вході хі , тобто при логічному 0, транзисторний ключ закритий і на виході рівень напруги високий, тобто логічна 1 і навпаки, при подачі на вхід логічної 1 транзистор відкривається і на виході встановлюється логічний 0.

Логічна схема на основі ключа з двума входами та одним виходом виконує операцію логічного множення (операция І) у=х1 х2 ….хm (рис. 10 а,б) або додавання (АБО) у=х1 + х2 +…хm (рис.10, в). За допомогою логічних схем НІ, І, АБО можна реалізувати логічну функцію будь-якої складності ( І-НІ, АБО-НІ).

 

в г д

Рис. 10.

Случайные новости

2.2 Трехфазная мостовая схема

Для нагрузок с одинаковыми фазными токами, например, для трехфазных двигателей переменного тока, широко используется трехфазная мостовая схема АИН без нулевого провода. Упрощенная схема инвертора показана на рисунке 2.7. Алгоритм управления силовыми ключами в данной схеме такой же, как и в схеме с нулевым проводом. В отличие от предыдущего варианта схемы, в которой фазные напряжения и токи формируются независимо друг от друга, в трехфазной мостовой схеме без нулевого провода напряжения и токи каждой фазы зависят друг от друга. Как видно из кривых, показанных на рисунке 2.8(а) кривая линейного напряжения имеет такую же форму, как и при наличии нулевого провода, поскольку разность потенциалов между фазными зажимами определяется только очередностью включения силовых ключей. Кривая фазного напряжения (рисунок 2.8(б)) имеет ступенчатую форму с амплитудой равной 2/3 Ed и с "полочкой" равной 1/3 Ed , причем длительность каждой ступеньки равна 60 электрических градусов. Как уже было сказано выше, в течение периода выходного напряжения происходит шесть переключений силовых транзисторов и, соответственно, имеется шесть состояний схемы, которые чередуются через 60 градусов. Соответствующие интервалы пронумерованы на рисунке 2.8(а). В соответствии с алгоритмом формирования управляющих импульсов, показанном на рисунке 2.2, на первом интервале включены транзисторы VT2, VT3 и VT4. Соответствующая эквивалентная схема включения сопротивлений нагрузки представлена на рисунке 2.9(а). Таким образом, на первом интервале сопротивления фаз А и С включены параллельно между собой, и последовательно с ними включено сопротивление фазы В. Нетрудно показать, что при условии равенства сопротивлений в фазах нагрузки


(в общем случае – активных и реактивных, соответственно), к сопротивлениям фаз А и С будет приложена 1/3 напряжения источника питания, а к сопротивлению фазы В – 2/3. Первый интервал заканчивается при выключении транзистора VT2. При активно-индуктивной нагрузке изменения в кривых фазных напряжений происходят до того, как включается следующий силовой транзистор VT5, так как после выключения транзистора VT2 ток, запасенный в индуктивности фазы С оборваться не может и, соответственно, замыкается через диод VD5. При этом вывод фазы С отключается от положительного зажима источника питания и подключается к отрицательному зажиму. Соответствующая эквивалентная схема показана на рисунке 2.9(б). В результате изменения схемы включения сопротивлений нагрузки происходит изменение распределения напряжения между фазами: на втором интервале к фазе А приложено 2/3 Ed , а к фазам В и С – 1/3 Ed .

Таким образом, формирование кривой фазного напряжения происходит в момент включения обратного диода и, на первый взгляд, независимо от момента включения следующего силового транзистора. Однако, следует отметить, что для сохранения нормальной формы фазного напряжения необходимо, чтобы следующий силовой транзистор был включен до момента выключения обратного диода (иначе фаза полностью отключается от источника). Поскольку этот момент зависит от соотношения параметров нагрузки, то целесообразно величину задержки между моментами выключения выходящего из работы транзистора и моментов включения следующего сделать по возможности меньше. Минимальная величина этой задержки при использовании биполярных транзисторов определялась временем рассасывания носителей (до 5-8 мкс в высоковольтных транзисторах), а при использовании современных приборов (IGBT или MOSFET) определяется величиной времени выключения ключа (порядка 0,1 – 0,5 мкс).

Дальнейший алгоритм формирования кривых фазных напряжений иллюстрирован на рисунке 2.9(в,д): каждые 60 электрических градусов происходит переключение одного из фазных сопротивлений от одного зажима источника питания к другому. При этом обеспечивается соответствующая очередность следования фазных напряжений.

На рисунке 2.8(в) показана кривая входного тока инвертора. Поскольку нулевой провод отсутствует, то мгновенные значения тока положительной шины моста и отрицательной шины моста равны и, следовательно, кривые входного тока на четных и нечетных интервалах одинаковы.

Таким образом, при симметричной активно-индуктивной нагрузке устранение нулевого провода дает возможность получить следующие преимущества по сравнению со схемой с нулевым проводом:

· упрощается схема входного фильтра: необходим лишь один конденсатор, а не два;

· улучшается спектральный состав кривой фазного напряжения: как известно [2], такая ступенчатая кривая не содержит гармоник кратных трем;

· улучшается спектральный состав входного тока: первая гармоника пульсаций входного тока имеет шестикратную частоту.

Недостатком схемы является то, что при нарушении симметрии в нагрузке (например, при перегрузке или коротком замыкании в одной фазе) происходит искажение кривых выходного напряжения во всех трех фазах.

Основные расчетные соотношения для рассматриваемой схемы удобно получить, если пренебречь высшими гармониками выходного напряжения и сделать допущение о синусоидальности фазных токов. Кривая линейного напряжения на выходе инвертора, состоящая из импульсов напряжения, длительностью 120 электрических градусов, с амплитудой равной Ed , описывается следующим рядом Фурье:

. (2.29)

Принимая , из (2.29) находим амплитуду первой гармоники линейного напряжения на выходе инвертора:

. (2.30)

Соответственно, действующее значение первой гармоники линейного напряжения:

(2.31)

Отсюда нетрудно определить действующее значение первой гармоники фазного напряжения на выходе АИН:

(2.32)

При активно-индуктивном характере нагрузи полное сопротивление нагрузки одной фазы для первой гармоники выходного напряжения равно:

(2.33)

Соответственно, первая гармоника фазного тока описывается уравнением:

(2.34)

где - угол сдвига между первыми гармониками тока и напряжения нагрузки.

Далее будем опускать номер гармоники: и .

Амплитуда коллекторного тока (без учета процессов в устройстве формирования траектории переключения), а также амплитуда анодного тока обратного диода, в худшем случае равна амплитуде фазного тока:

(2.35)

Амплитуда напряжения между коллектором и эмиттером силового транзистора и, соответственно, анодом и катодом обратного диода равна напряжению источника питания:

(2.36)

Среднее значение коллекторного тока транзистора можно вычислить так же, как и для однофазного инвертора:

(2.37)

Аналогично можно определить и среднее значение анодного тока обратного диода:

(2.38)

Для расчета потерь от прямого тока в диодах, транзисторах типа IGBT и MOSFET желательно знать действующие значения коллекторного или анодного тока. Действующее значение тока коллектора можно вычислить по определению:

(2.39)

Аналогично для действующего значения анодного тока обратного диода будем иметь:

(2.40)

Сумма выражений (2.37) и (2.38) дает среднее значение тока одной вертикали моста, а если просуммировать токи трех вертикалей, то можно получить среднее значение входного тока инвертора:

(2.41)

Нетрудно убедиться, что выражение (2.41) можно получить исходя из условия равенства активной мощности на входе и выходе инвертора.

Амплитуда первой гармоники пульсаций входного тока инвертора, необходимая для расчета параметров входного фильтра, может быть вычислена по (2.28).

 

© 2019
  • Сайт "Литературка"
  • мы собираем различную техническую, образовательную, научную литратуру