вход Вход Регистрация



Однофазная полумостовая схема резонансного инвертора с обратными диодами представлена на рис. 5.1. Средняя точка источника питания создана с помощью двух конденсаторов фильтра Сф1 и Сф2. Развертки процессов, иллюстрирующие работу схемы, показаны на рис. 5.2. Необходимым условием для нормальной работы схемы является колебательный характер электромагнитных процессов, что должно быть обеспечено при выборе параметров коммутирующего контура L, C. Работа схемы происходит следующим образом: при включении тиристора VS2 коммутирующий конденсатор С заряжается через реактор L. Благодаря колебательном характеру процесса заряда, зарядный ток имеет куполообразную форму и к моменту окончания зарядной полуволны емкость С заряжается до напряжения, примерно в два раза большего, чем напряжение на конденсаторе фильтра Сф1 . Поэтому после окончания зарядной полуволны емкость С разряжается обратно на емкость фильтра Сф1 через диод VD2. Падение напряжения на диоде является обратным для ранее работавшего тиристора VS2, что и обеспечивает восстановление его управляемости, при условии, что длительность протекания тока через диод достаточна для восстановления управляемости тиристора VS2. Здесь следует отметить, что из-за малого обратного напряжения (около 1 вольта), приложенного к ранее работавшему тиристору, время восстановления его управляемости может увеличиваться в 3 – 5 раз по сравнению с классификационным [27]. Для уменьшения этого времени необходимо увеличивать обратное напряжение на тиристоре. Это можно сделать, например, за счёт включения нескольких диодов последовательно. При включении тиристора VS1 весь процесс повторяется, но с другой полярностью. Таким образом, на емкости С формируется напряжение приблизительно синусоидальной формы, частота которого в два раза меньше собственной частоты коммутирующего контура LC.

Ценным свойством схемы является относительно жесткая внешняя характеристика инвертора, что объясняется возможностью двустороннего обмена энергией между коммутирующим конденсатором и источником питания. Поэтому, в частности, инвертор нормально работает и в режиме холостого хода.

Детальный анализ электромагнитных процессов в инверторе в общем случае, особенно при активно-индуктивном характере нагрузки, довольно громоздок [3,17,], а его результаты мало пригодны для практических расчётов. Общее представление об электромагнитных процессах в схеме можно достаточно просто получить, проанализировав эквивалентную схему для межкоммутационного интервала (рис. 5.3). Общий характер электро-


магнитных процессов в схеме сохраняется и в режиме холостого хода. Тогда, полагая ∞, в соответствии со вторым законом Кирхгофа можно записать:

(5.1)

Продифференцировав (5.1) и поделив его левую и правую части на , получим:

(5.2)

Как известно, решение уравнения (5.2) представляет собой сумму свободной и принужденной составляющей тока. Очевидно, что принужденная составляющая тока в контуре равна нулю, а свободная составляющая должна иметь вид:

, (5.3)

где р1 и р2 – корни характеристического уравнения.

Для уравнения (5.2) характеристическое уравнение имеет вид:

,

и, соответственно, корни характеристического уравнения:

, (5.4)

где . (5.5)

Используя (5.3) и (5.4), решение уравнения (5.2) можно переписать в виде:

. (5.6)

Постоянную А или, соответственно, амплитуду тока можно найти из начальных условий. Действительно, при уравнение (5.1) принимает вид:

. (5.7)

Подставив (5.6) в (5.7), получим:

(5.8)

Полагая в (5.8) и решив его, относительно получим:

, (5.9)

где - волновое сопротивление контура.

Таким образом, уравнение для тока в контуре (без потерь) при включении на источник эдс величиной имеет вид:

. (5.10)

Используя (5.10) нетрудно получить выражение для напряжения на конденсаторе:

(5.11)

Начальное напряжение на емкости равно нулю. Следовательно, полагая и принимая во внимание, что , получим:

и, следовательно, .

Таким образом, уравнение для напряжения на емкости имеет вид:

. (5.12)

Очевидно, что отрицательная полуволна выходного напряжения инвертора описывается аналогичным уравнением, но имеющим отрицательный знак. Полученное выражение позволяет рассчитать действующее значение выходного напряжения резонансного инвертора в режиме холостого хода:

= (5.13)

Для расчёта внешней характеристики можно рассматривать резонансный инвертор как Г-образный фильтр (рис. 5.4), на вход которого подаётся напряжение прямоугольной формы с амплитудой равной и частотой в два раза меньшей резонансной частоты контура [8]. Как было показано в разделе 3, коэффициент передачи

 

такого фильтра можно описать следующим соотношением:

. (5.14)

Если предположить, что , то уравнение (5.14) можно переписать так:

. (5.15)

Как известно [19], напряжение прямоугольной формы можно разложить в ряд Фурье:

. (5.16)

Тогда, действующее значение первой гармоники напряжения на входе фильтра равно:

. (5.17)

Соответственно, действующее значение первой гармоники выходного напряжения равно:

. (5.18)

В частности, в режиме холостого хода по (5.18) будем иметь:

. (5.19)

Таким образом, напряжения холостого хода, вычисленные по (5.19) и по (5.13), практически, совпадают. Следовательно, содержание высших гармоник в кривой выходного напряжения инвертора невелико. Результаты расчёта внешней характеристики инвертора представлены на рис. 5.5. В качестве независимой переменной использовано отношение , которое в реальных преобразователях не превышает величин порядка 0,25 – 0,3 [17], так как при уменьшении сопротивления нагрузки сокращается длительность разрядной полуволны и, соответственно, уменьшается время предоставляемое для восстановления управляемости тиристоров. Зависимость относительной величины времени запирания tз22 - период выходного напряжения) от параметра показана на рис. 5.6.

Средние значения токов силовых полупроводниковых приборов мало зависят от тока нагрузки и могут быть определены исходя из параметров режима холостого хода. Кривая анодного тока тиристора в режиме холостого хода близка к синусоиде и имеет длительность равную 1/4 периода выходного напряжения. Следовательно, среднее значение анодного тока тиристора можно вычислить по формуле:

. (5.19)

С ростом тока нагрузки амплитуда анодного тока тиристора меняется мало, но длительность импульса растет. С другой стороны, увеличение длительности зарядной полуволны не может превышать 1/4 полуволны выходного напряжения, поэтому увеличение среднего значения анодного тока тиристора не превышает 20-25 % этой величины в режиме холостого хода.

Среднее значение анодного тока диода в режиме холостого хода равно среднему значение анодного тока тиристора, а под нагрузкой - уменьшается.

Действующее значение тока коммутирующего реактора тоже может рассчитываться по режиму холостого хода и отличается от

 

амплитуды анодного тока тиристора на :

= (5.20)

Приведенные соотношения получены при достаточно грубых допущениях. Более точные данные могут быть получены или при компьютерном моделировании или взяты из литературы, например, из таблиц, приведенных в [17].

Полумостовая схема резонансного инвертора, рассмотренная выше, не является единственным вариантом: как и другие типы инверторов, резонансный инвертор с обратными диодами, в принципе, может быть реализован по любой известной схеме выпрямления. На практике нашли применение лишь однофазные схемы, в частности, однофазная мостовая схема. На рис. 5.7 показан вариант однофазной мостовой схемы с согласующим трансформатором Т и защитными реакторами Ls, предназначенными для ограничения скорости нарастания анодных токов силовых полупроводниковых приборов в случае выхода преобразователя в режим непрерывного тока. Для этого варианта схемы справедливы полученные выше соотношения при условии замены на .

© 2018
  • Сайт "Литературка"
  • мы собираем различную техническую, образовательную, научную литратуру